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引言
对于负责复杂电路板各个方面的工程师，针对特定的负载选用最合适的稳压器，是一项令人困扰的工作。有多家供应商都提供非常好的稳压器解决方案。但这并不能保证，针对你特定的应用，都有合适的稳压器适合你。例如，为汽车应用设计的电源芯片，不一定都适合用在消费产品上。芯片处理能力的增强，电池可用时间的缩短，给便携式产品的电源设计带来了独特的挑战。当采用开关电源供电时，带有敏感射频电路和低噪声模拟前端(AFE)的设备，给设计工程师带来更大的挑战。超声设备需要处理的是从人体反射的微弱信号。为了控制开关电源谐波（带来的干扰），开关电源需要同步在一个外部频率。在较大电流应用中，效率往往是电路最重要的指标。最后，工程师需要针对具体应用，确定电源的关键指标，然后选取合适的稳压器。
该介绍电源稳压器的系列文章由三部分组成。本文为第一部分。在第一部分，我们首先简单回顾负载率和负载特性的重要性。然后重点讨论稳压器的控制方法、类型、关键参数 和 补偿方法。最后我们简要介绍内部FET和与外部FET。在接下来的第二部分，我们将介绍除电压模式(VM)和电流模式(CM)之外的其它控制方式，包括恒定导通时间控制、磁滞控制 和脉冲频率调制(PFM)控制等。我们还会介绍如何针对具体的应用选取适合的稳压器。在最后的第三部分，我们将介绍如何针对一个具体的应用， 选择合适的稳压器并进行电路仿真。
细节决定成败
在为便携式产品选择稳压器时，需要考虑负载率和负载特性这些重要的细节问题。负载率是指：用电设备工作的时间和待机（或消耗很小电流）的时间的比值。负载特性是指：正常工作时，负载电流是恒定的，还是在最小电流和最大满载电流之间变化？
工程师为什么需要考虑负载率和负载特性？让我们进一步讨论：设备的负载特性在我们选取稳压器的静态电流(IQ)时会很有用。比如，如果稳压器大部分时间都满负载工作，那么选用超低静态电流IQ的稳压器意义不大。在负载电流远远高于稳压器的静态电流时，完全没有必要选取超低静态电流的稳压器。如果（设备的）负载率低，并且在待机或休眠时稳压器允许被关断，选取低关断电流的稳压器比较重要。如果（设备的）负载率低，但稳压器需要一直供电，那么选取具有低静态电流IQ的稳压器比较重要。另外，正常工作时，如果稳压器大部分时间为轻载，那么稳压器的超低工作电流对于优化效率及延长电池工作时间非常重要。
选择控制方式
稳压器控制方式的选择很重要。控制器有几种不同的控制方式：需要优化轻载效率时，一般采用滞回或PFM控制方式。输出噪声要求较低时，需要采用脉宽调制(PWM)控制方式。PWM类型的稳压器开关频率固定，噪声比较容易被滤除。而PFM类型的稳压器在轻载时开关频率较低，负载电流增大时开关频率增高。
有些稳压器提供两种工作模式，工作模式可以在PWM和SKIP（跳脉冲）模式之间切换。在轻载时，SKIP模式相对于PWM模式，电源的整体效率得到改善。图1为开关稳压器MAX15035在SKIP模式下，典型的效率曲线。值得一提的是，MAX15035的典型工作电流为1.53mA。在便携式应用中，如果负载率较低，负载电流又接近额定电流，则该开关稳压器是比较理想的选择。前提是：在待机时，稳压器允许被关断。如果在待机和休眠时，稳压器要保持工作状态，就需要采用低工作电流的降压稳压器。MAX1556降压稳压器在没有开关切换时，典型电流只有16uA。如果稳压器需要在系统开启电源后一直处于工作状态，MAX1556将是延长电池工作时间的更好选择。 （图片）
图1. MAX15053开关稳压器(左)与MAX1556降压型稳压器(右)的效率比较。
数据表明，MAX1556更适合待机模式下一直工作的电源 待机电流对于便携式应用非常重要。供应商网站上提供的参数搜索工具可以简化稳压器的选型(图2)。通过选择几项关键参数，比如内部开关、最小输入电压、最大输入电压以及ICC (mA)，可以相对容易地在多个器件中，快速选择出具体应用需要的稳压器。在下面的选型工具中，我们设定了“最小输入电压”“最大输入电压”，选中了“内部开关”选项。设计工程师可拖动“ICC (mA)”滑块到最下面。现在，选型工具帮我们筛选出最合适的两款器件。（图片）
图2. 利用参数检索工具缩小选择范围 电流控制模式和电压控制模式
现在，我们花些时间讨论一下不同的控制结构。
PWM开关稳压器有两种控制模式：电压模式(VM)和电流模式(CM)。CM模式稳压器把流经电感的电流作为反馈环路的一部分。PWM调制器的输入信号为流经电感的电流和误差放大器输出的误差信号。图3所示为峰值CM模式稳压器的简化电路图，其中峰值电感电流以及输出电压都是受控的。流过电感的电流被检测出并送去跟Vc进行比较。Vc为误差放大器的输出。在CM控制模式下，为了避免在PWM信号占空比大于50%时产生次谐波振荡，需要对电路进行斜率补偿。（图片）
图3. 电流模式(CM)控制 自第一款开关稳压器设计推出以来，电压控制模式已经使用了很长时间。电压控制模式只有一个电压反馈通路；通过把误差电压信号与锯齿波进行比较，得到PWM信号。图4所示为基本配置。（图片）
图4. 电压模块(VM)控制 CM控制的优势
接下来，我们简单讨论一下这两种结构的优点和缺点，首先从CM结构开始。
为什么要采用电流模式？进一步观察电流控制环路的响应，我们发现当控制FET导通时，通过RSENSE的电流经过电流检测电路后变成电压斜坡信号。电压斜坡与电感中的斜坡电流成比例。经过斜率补偿的电压斜坡跟误差放大器的输出电压进行比较。图中的CONTROL FET将保持导通，直到这两个电压相等。当这两个电压相等时，图中的CONTROL FET关闭。之后，通过固定频率的时钟信号CLK来置位RS触发器，开始下一个开关周期，如图3所示。这样，流过CONTROL FET开关和电感的峰值电流，基本上由电压控制环路决定。由于电感处在内部的电流控制环路内，CM控制模式消除了电感的极点和二阶特征带来的影响（这些影响在VM控制模式下是存在的）。因此，外部的电压控制环路只存在单极点的输出滤波器和负载电阻。可以把CM转换器看成一个电流源。电路的输出电容与并联的负载阻抗构成了单极点电路。该电流源给该单极点电路提供电流并对其进行调节。这意味着，对CM模式稳压器进行稳定补偿，总体来说要比VM控制器容易得多。
下面，我们讨论补偿方法。图5为两种控制结构所采用的典型的补偿网络。左侧为电压模式补偿4 (III型)电路，要求较复杂的补偿网络。右侧为电流模式补偿(II型)5电路，比较简单，甚至可以不需要C2。（图片）
图5. VM补偿(左)与CM补偿(右)的原理图比较。CM补偿中，可能不需要C2 早期CM控制方法带来的一个问题是：需要高精度的电流检测2电路。该电路会引入少量的功率损耗。现在的集成电源方案采用内部的高边FET的RDSON实现电流检测，不需要外部电流检测电阻。CM转换器除了补偿2网络简单的特点外，还有下述特点：出色的电源调整率、极佳的负载瞬态响应，可以实现逐周期限流（因为在每个开关周期都进行电流检测。）
电源调整率定义为：输入电压变化引起的输出电压变化量。电源调整率跟控制至输出传递函数的增益相关。由于CM结构的控制至输出传递函数的增益与输入电压无关，所以电源调整率非常好。另外，对于CM结构的转换器，单极点引入的相位/延迟较小。所以，相对于VM 结构的转换器，峰值CM控制结构的转换器具有更好的瞬态响应。查看VM结构的控制至输出传递函数发现：输入电压会直接影响传递函数的增益。这导致电源调整率性能下降。现在的VM转换器通过采用电压前馈技术，根据输入电压改变锯齿波信号的斜率，解决了这一问题。表1所示为两种结构的优点/缺点2汇总。
既然CM有那么多优点，为什么还要用VM控制模式？这是因为CM设计要求两个控制环路，并且电路复杂度比VM高。VM控制的稳压器可能更具有价格优势。从历史角度看，在输入电压工作范围较宽，尤其是在低输入电压/轻负载时，电流斜坡的斜率可能太低，以至于CM 控制器不能稳定工作。新出现的器件（如MAX17500–MAX17504系列高压CM转换器）已经大大改善了这一限制。表1. VM控制与CM控制的比较汇总
（图片）什么是斜率补偿？
尽管现代大多数集成转换器的斜率补偿都是内置的，我们仍然很有必要对斜率补偿做些了解。
假定降压型转换器工作在电流连续模式(CCM)。这意味着电感中的电流永远不会下降至零。另外假定负载较重，PWM占空比为75%左右。在没有斜率补偿时，只有电流检测电路输出的斜坡信号加到PWM比较器。切换到轻载时，电流控制环路会过早地关断控制FET开关。由于PWM占空比为75%，可供电感电流下降和磁芯复位的时间很短。负载上的电压决定了电感电流的下降斜率。只要负载不对地短路，电感中的电流降至PWM比较器的下门限值就需要较长的时间。当下一周期开始时，由于电感中电流仍然太高，FET开关不能导通(或者以控制器允许的最小占空比短暂地导通)。如果电流非常高，下一周期由于同样的原因，FET开关继续保持关断。
这会导致转换器在PWM开关频率的次谐波处发生振荡。斜率补偿在电流检测波形上叠加内部时钟信号，提供了在较短关断时间内斜降至零的途径。对于过流条件，仍然会有非常短的脉冲，但通过在电流检测波形上叠加时钟信号，解决了次谐波振荡问题。
同步与异步整流
进一步观察典型DC/DC转换器的功率级，我们会发现有两种类型的输出级(图6)。我们一般把同时具有高边和低边FET的转换器称为同步整流转换器。DC/DC转换器的控制电路会同步两个FET的导通与关断。同步措施优化和控制这两个FET的死区时间，使它们不会同时导通。高边FET在VOUT/VIN × 1/fsw导通，低边FET在1 - VOUT/VIN × 1/fsw导通，其中fsw为转换器的开关频率。一般来说，异步转换器在占空比较低时，可能满足不了电路板对电源效率的要求，因为其导通损耗主要由I x VDIODE决定。同步整流转换器对应的损耗为RDS(ON) x I功率损耗。
要针对具体应用来选取合适的同步整流的器件。例如，针对5V转换为2.5V的应用，输入耐压额定值为14V的稳压器可能不是最佳选择。因为14V的调压器是针对分布式12V电源总线(常见于电信和服务器应用)设计的。这类设计针对占空比小于10%、1V或更低的内核电压应用进行优化，内部高边FET的RDSON可能较高。
本例中，12V稳压器的FET针对很低的占空比应用进行优化：低边FET以导通损耗为主，针对RDSON进行优化；高边FET以开关损耗为主，优化为具有较高RDSON但很小的栅极充电电流。将5V电压转换为2.5V时，PWM占空比为50%，最大额定值为6V的器件可能是更好的选择。通常情况下，大多数为5V和12V系统设计的降压型转换器采用同步整流器输出级。在24V及更高电压的工业应用中，利用肖特基二级管代替低边FET的异步整流级更常见。（图片）
图6. 异步与同步控制的比较 一些较新的器件（如前面提到的MAX17501–MAX17504）集成了高边和低边FET。这些器件最大输入电压额定值为60V，可以用在直流电压总线为24V或更高电压的工业应用中，以提高效率。
内部与外部FET的比较
没有稳压器是针对所有可能的电源电压优化的。设计者针对特定的应用希望优化效率时，有时会选择外接FET的DC/DC控制器。在大功率时，如果从12V变换出1V以下的电源电压，FET的选择至关重要。所以，当占空比较低时，选择RDSON较高、栅电荷较低的高边FET可优化总体效率。此外，对低边FET，可能需要两个或多个FET并联使用，以降低传导损耗，同时需要最大程度地降低低边FET的开关损耗。文章末尾的参考6提供了选择DC/DC控制器外部FET的标准，可作为入门参考。
总结
文章第一部分向读者介绍了在选择合适稳压器时所做的折衷。对具体应用的了解对选择最合适的稳压器至关重要！理解了这些标准之后，即可选定控制模式。通过介绍电压模式(VM)和电流模式(CM)控制之间的差异，我们帮助读者选择更适合于具体应用的结构。通过同步与异步整流的优缺点的简要介绍，我们帮助读者在性能与成本之间取得折衷——异步整流器件一般成本较低。最后，我们介绍了为什么选择需要外部FET的控制器可能更有优势。本文的读者对象主要是电路板设计者，而非内部电源工程师，所以没有引用大量的电源公式。
8/24/2015
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