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随着大功率LED越来越多地应用于普通照明，市场对驱动这些LED的离线电源的需求日益增加。基于LED的V-I特性，要求驱动输出电流必须是恒流。本文将讨论如何以飞兆公司的功率开关为基础，通过增加一些成本很低的无源部件，将恒压PSR电源变成电流源，通过初级端调节实现次级恒流输出，并实现较高的成本效益。
由于大功率LED越来越多地应用于普通照明，市场对驱动这些LED的离线电源的需求日益增加。由于LED的V-I(电压-电流)特性，这种电源的输出电流必须是恒流。本文将讨论以飞兆功率开关(FPS)为基础的电源，通过初级端调节实现次级恒流输出。由于该电源无需运算放大器和光耦合器来稳定输出电流，因而在需要安全隔离的情况下其成本效益非常好。
传统的恒流输出PSU
图1所示为传统的恒流输出离线电源，基于反激式拓扑结构，在输入电压为85～265VRMS时提供700mA的电流和5.1V的最大输出电压。按照其技术数据，该电源应能驱动3W的大功率LED。这个电路简单易懂：经过对市电进行整流(BD1-BD4)和滤波(C2、C3和L1)，后接一个带FPS FSQ510的反激电路。 （图片）
图1：传统的恒流输出电源电路图 在具备实现先进开关电源的所有功能的集成电路系列中，FSQ510是“最小型”的成员，而且是集成了700V Sense-FET的单芯片器件，而那些功率较大的成员都是双芯片器件，包括一个控制器和一个单独的VDS=650V的Sense-FET。由于这个系列中所有成员的基本功能和行为几乎相同，因此，对采用FSQ510的电源讨论可适用于整个系列。将电源接入市电，就可通过该器件的内部启动电路开始工作，即由内部高压JFET对C8充电，使其达到典型的13V启动电压。一旦达到这个电平，内部Power-MOSFET就进入开关工作状态，电源开始正常工作。此时，JFET关断以降低电源功耗；而FPS则由单独的变压器绕组供电，经D2整流以及R7和C8滤波。
RS2和RS3与DS1和C82构成一个箝位电路(俗称“缓冲器”)网络，吸纳存储在变压器漏电感中的能量。这是为了将漏极电压限制在安全电平上。
变压器副边电压经D1整流和C4滤波，并经L2和C5后滤波。输出电压经R2、R3、R5、R6、U1和U2构成的电路调节。U1将反馈信号耦合到初级，而C6和R17则构成频率补偿电路，从而形成稳定的闭环。
本例中的实际输出电流由并联电阻R11、R13和R14来检测，并借助Q1和U1来调节。当并联电阻上的压降超过Q1的VBE时，U1的LED中将有电流流过，这会使FPS反馈引脚上的电压降低。这样，Power-MOSFET的占空比减小，最终使输出电压以至输出电流减小。由于双极晶体管(BJT)的VBE对温度非常敏感，因此增加了由R10和NTC THR1构成的补偿电路。R8和R9的作用是关闭U2，防止电压回路影响电流调节回路的正常运作。
R12、R15、R16、D4和C10构成了实现FPS中功率MOSFET的准谐振开关功能的电路。准谐振开关指对漏电压进行监视，MOSFET仅在漏电压最小时才导通。这里利用了这样一个物理事实，即当存储在变压器中的能量全部转移到次级后，就会出现漏极电压振荡。这种振荡是由变压器的激磁电感和MOSFET的漏极-源极电容形成的谐振电路造成的。由于开关在最小漏电压时导通，开关损耗大幅降低，EMI性能得到提高。这个同步电路实际上没直接连接到MOSFET的漏极，而是连接到波形相同但电压幅度更低的变压器绕组VCC。
采用初级调节的恒流电源
在反激式转换电路中，无需专门调节电路，就可很好地调节输出电压。这是因为(如忽略寄生效应)两个输出电压的比率等于各自变压器绕组匝数之比率，因此能够调节，比如绕组电压VCC，从而在无需光耦合器的情况下获得相当稳定的隔离输出。图2所示为采用初级稳压的电源，仍然不具备恒流的特点。（图片）
图2：采用初级稳压的电源，具备恒定输出电压这种电源的大多数电路与采用次级调节的电源相同，但反馈回路完全不同。
如前所述，反馈来自对FPS供电的同一个变压器绕组。该电压经D3整流，加在产生芯片VCC的R2/C7，以及对反馈电压进行滤波的R4/C4上。一般来说，反馈信号也可取自C7。但由于需要相当大的电容来支持启动电流消耗，最好采用具有不同时间常数的附加通道。齐纳二极管D7为用作误差放大器的Q1提供基极电流。如果VCC和输出电压同时增大，该晶体管的基极电流也将增大，而这会降低FPS反馈引脚上的电平，这类似于采用光耦合器反馈的电源。
至此，电源还工作在恒压模式，如何将其变成电流源呢？如果分析连续导通模式下反激开关的输出电流与峰值MOSFET电流之间的关系，就可知道：要得到恒定的输出电流，峰值MOSFET电流必须与输出电压Vout成正比，与输入电压Vin成反比。在非连续导通模式下，漏电流必定与Vout的平方根成比例，并在理论上与Vin无关。
电源中所采用的FPS功率开关FSQ0170RNA有一个名为“ILim”的非同步输入，这个输入有助于构造初级调节电流源，可以设置MOSFET的最大峰值漏电流。方法是在这个输入引脚上接上一个电阻或从该引脚吸取一定的电流。如果电阻接在这个引脚上，峰值漏电流就不会超过某一设定值。
借助图3可以解释该电流源的原理。从图中可清楚地看出，只需增加一些成本最低的无源部件，就可将这个恒压PSR电源变成电流源。（图片）
图3：采用初级调节实现的恒流输出电源在该电路中，VCC绕组正负电压都经D5整流，且各自都经一个R/C滤波电路(分别为R3/C5和R4/C4)进行滤波。经过C4的正极部分正比于输出电压，而经过C5的负极部分与电源的输入电压有关，相对于初级侧接地为负。只要负载电流小，D7、R8、R9和Q1构成的调节回路的工作方式与图2中的一样。与图2不同的是，R8没有连接到初级接地上，而是连接到C5的电压负极。只要电源工作在电压模式下，包括D7阴极的节点处电压就几乎等于Q1的基极电压VBE，且只有很小的电流从引脚4流过R7。当负载电流增加，初级侧的峰值电流也将增加，当达到主要由R5决定的初级侧最大峰值电流时，输出电压开始下降，这也会使D7阴极的电压下降；而流过R7的电流将会增加，这是MOSFET峰值电流进一步下降的结果。恰当选择R7，这个峰值电流就能正比于输出电压，而输出电流就几乎是恒定的。R6用于补偿输出电流随输入电压增加而产生的变化。在恒流模式时，Q1处于负偏置状态，因而完全关断。在恒压电源中，这意味着出现了故障，VFB引脚上的电压将增加到6V，器件将关断。为了防止这种情况发生，在电路上增加了R10。
由于电流源的输出电压会随负载显著变化，因而VCC绕组的电压也会显著变化。因此，必须恰当选择绕组匝比，使芯片电源电压高于FPS在最小输出电压下的欠压锁定电平。由于VCC电压范围可能较宽，必须增加齐纳二极管D6，以防止芯片进入过压关断状态。
图3所示为LED镇流器示意图，能够在欧洲市电输入情况下输出700mA标称电流来驱动3到5个大功率LED。图4所示为输出特性，在极小负载电流下，电压升得很高，这在PSR电源中很常见，在中等到较高电流范围，电压相当恒定。这个问题不是LED镇流器的兴趣所在，更重要的是，在恒流模式下负载电流在宽泛的输出电压范围保持恒定。（图片）
图4：图3所示电源的V-I特性 飞兆半导体可以提供各种版本电路，如带有350mA输出电流或通用市电输入，以及各种变压器技术指标和PCB数据。
作者：飞兆半导体公司全球功率资源(欧洲)中心
6/5/2008
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